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单级功率因数校正开关电源的设计

发布时间:2020-07-01 17:35:02 编辑:笔名

单级功率因数校正开关电源的设计

为减少办公自动化设备、计算机和家用电器等内部开关电源对电的污染,国际电工委员会和一些国家与地区推出了IEC和EN等标准,对电流谐波作出了限量规定。为满足输入电流谐波限制要求,最有效的技术手段就有源功率因数校正(有源PFC)。

目前被广为采用的有源PFC技术是两级方案,即有源PFC升压变换器+DC-DC变换器,如图1所示。

两级PFC变换器使用两个开关(通常为MOSFET)和两个控制器,即一个功率因数控制器和一个PWM控制器。只有在采用PFC/PWM组合控制器IC时,才能使用一个控制器,但仍需用两个开关。两级PFC在技术上十分成熟,早已获得广泛应用,但该方案存在电路拓扑复杂和成本较高等缺点。

单级PFC AC-DC变换器中的PFC级和DC-DC级共用一个开关管和采用PWM方式的一套控制电路,同时实现功率因数校正和对输出电压的调节。

2、 单级PFC变换器基本电路拓扑

2.1单级PFC变换器基本电路

单级PFC变换器通常由升压型PFC级和DC-DC变换器组合而成。其中的DC-DC变换器又分为正激式和反激式两种类型。图2所示为基本的单级隔离型正激式升压PFC电路。两部分电路共用一个开关(Q1),通过二极管D1的电流为储能电容C1充电,D2在Q1关断时防止电流倒流。通过控制Q1的通断,电路同时完成对AC输入电流的整形和对输出电压的调节。

由于全波桥式整流电路输入连接AC供电线路,瞬时输入功率是随时变化的,欲得到稳定的功率输出,要依靠储能电容实现功率平衡。对于DC-DC变换器,通常在连续模式(CCM)下工作,占空因数不随负载变化。而全桥整流输出电压与负载大小无关,当负载减轻时,输出功率减小,但PFC级输入功率同重载时一样,使充入C1的能量等于从C1抽取的能量,引起直流总线电压明显上升,C1上的电压应力往往达1000V以上,对开关器件的耐压要求非常高。由于开关器件的电压高,电流应力大,开关损耗大,并且功率从输入到输出要经两次变换,故效率低。

2.2改进型单级PFC变换器电路

为降低储能电容上的高压和变换器效率,必须对图2所示的单级PFC基本电路拓扑进行改进。

一种用变压器双线组实现负反馈的单级PFC变换器电路如图3所示。N1和N2绕组为变压器T1的耦合绕组。

当开关Q1导通时,电压VC1施加到T1初级绕组。当经整的电压大于N1上的电压时,升压电感器L1上才会有电流通过。当Q1截止时,加在L1上的反向电压为VC1与N2上的电压VN2之和减去输入电压。N1和N2两个耦合线圈的加入,提供了负反馈电压,减轻了C1上的电压应力,提高了效率。但是,加入N1和N2后,会降低功率因数,增加电流谐波含量。如果在D2与N1之间加入一个电感,使输入电流工作在CCM,C1上的电压还可以降低。在图3中。要求N1+N2。

图4示出了带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器电路。Q1为主开关,Q2为辅助开关。在输入电流过零附近,Q2导通,使附加绕组N1短路,当输入电压大于某一值时,Q2关断。由于Q2在输入电压很小时才会导通,其余的时间阻断,流过Q2的电流很小,Q2的功率损耗也就很小。这种电路拓扑与图3电路比较,减小了输入电流的谐波含量,提高了功率因数和效率,降低了电容(C1)上的电压。

图5所示为带有源钳位和软开关的单级隔离式PFC变换器电路。图中,Q1为主开关,Q2为 开关,C1为储能开关,C2为钳位电容,Cr为Q1、Q2和电路中寄生电容之和。电路的升压级工作在DCM,从而保证有较高的功率因数。反激式变换器级设计工作在CCM,从而避免了产生较高的电流应力。电路采用有源钳位和软开关技术来限制开关MOSFET的电压应力。存储在变压器漏感中的再生能量,为主开关Q1和辅助开关Q2提供了软开关条件,从而减少了开关损耗,提高了变换器效率。Q1和Q2采用同一控制电路和驱动电路,从而使拓扑结构简化。

3、 基于Flyboost模块的单级PFC AC-DC变换器

基于Flyboost模块的单级PFC AC-DC变换器电路如图6所示。该变换器建立在反激式升压拓扑基础上,工作状态分反激式变压器状态和升压状态两个工作状态。若Vin(t)为Ac输入电压的瞬时值,Vc1为储能电容C1上的电压,n为变压器T1的电压比,在反激式变压器状态的一个开关周期内,当开关Q1导通时,T1被充电,储存能量;当Q1截止时,由于(Vin(t))<(Vc1-nVo),D6不能导通,储存在T1中的能量全部传送到输出端。在这种工作状态,全桥整流输出端的变换器输入电流lin波形为直角三角形,平均输入电流lin(avg)为:

(1)

在升压电感状态,当时,T1相当于一个升压电感。在一个开关周期内,当Q1导通时,T1初级绕组电感LP经D5充电储能;当Q1关断时,D6导通,在LP中的储能向C1放电,工作情况与一般升压电感型单级PFC变换器相同。在此状态下,平均输入电流可表示为:

(2)

式中,D为开关占空比,Ts为开关周期。

从式(1)和(2)可知,在两种工作状态下,平均输入电流均与输入电压成正比,从而实现功率因数校正。C1上的电压被钳位在(Vin(peak)+n·Vo)电平上,通常不超过400V。此电路拓扑的功率因数一般可达0.95以上,效率超过80%。

4、 基于:iW2202的数字单级PFC电路

图7所示为基于数字控制器IW2202的单级PFC变换器电路。IW2202采用了脉冲串(pulseTainTM)专有技术和实时波形分析及智能跳越(SmartSkip)技术。IW2202集成了单级PFC变换器控制功能。

图7所示的电路桥式整流后边拓扑,为PFC升压与反激式整流器相结合/能量储存/DC-DC(Boost integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC,简写为BIFRED)拓扑,利用不连续模式(DCM)升压变换器实现功率因数校正。变压器初级绕组(WP)串联的储能电容C1,用作驱动反激式变换器。电路的工作原理如下:

当开关Q1导通时,来自AC线路的能量被储存在升压电感器L1中。与此同时,来自C1的能量被储存在反激式变换器T1的初级绕组中。

当Q1关断时,在T1初级储存的能量传送到输出。同时,在升压电感器L1中的能量传输到电容C1,对C1进行充电。

在AC线路输入的半周期内,两个电感器(L1和LP)储存的能量平均值相等,从而上使C1上的电压保持不变。用iw2202作为控制器,解决了储能电容上电压应力过高的问题。在通常情况下,C1上的电压不会超过400V,从而C1可选用400V的标准电容器。基于iw2202的全数字SMPS,可以实现单位功率因数(即PF=1)和小于5%的总谐波失真(THD)。

5、 结束语

单级PFC变换器电路简单,但PFC和对输入电流谐波抑制的效果不如两级PFC变换器。基于全数字控制器iw2202的单级全数字PFC变换器,可以实现接近于1的功率因数,输入电流达到低失真指标,满足IEC规定限值。


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